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永磁同步電動機能量回饋機理分析與研究

來源:北京永光高特微電機有限公司作者:李利網址:http://www.zgdlzj.com瀏覽數:2824

   摘要:為有效網收永磁同步電動機制動運行狀態產生的再生能量,實現電機節能運行,在分析三相半橋結構PMSM驅動系統能量再生三種狀態的基礎上,提出采用三相PWM整流器作為整流前端,當電機處于能量再生狀態控制PWM整流器以饋電方式處理再生能量.實現能量快速雙向流動;設計并實現了基于DSP的電壓環控制系統。實驗結果表明,該方案將再生能量回饋電網,并可有效抑制母線電壓波動,具有優越的動態響應性能。

O引  言

   永磁同步電動機(以下簡稱PMSM)因其效率高、運行可靠、調速性能好等特點在現代工業生產中得到了廣泛應用。而在實際運行中,當負載是位能負載或者大慣性負載時,電機制動運行將會產生大量再生能量,這部分能量將向直流母線側流動。由于受到前端二極管整流橋的阻斷,能量將無法繼續向網側流動,從而聚集在母線電容上并產生泵升電壓,若不將這部分能量及時釋放,過高的電壓將損壞濾波電容和功率模塊。因而必須對再生能量進行研

究和處理。

   本文詳細分析了永磁同步電動機變頻調速系統能量再生機理,將其能量再生分為三種模式:開關模式能量再生;Boost模式能量再生;反電勢高于母線電壓能量再生。論文給出能量再生的必要條件,并對其動態過程進行深入分析。

   傳統變頻調速系統中為使電機制動運行,通常采用能耗方式處理再生能量。最為普遍的能耗制動方式是在母線上并接一制動電阻,當母線電壓高于某一值開通制動電阻回路,以電阻發熱形式耗散能量,從而達到降低母線電壓的目的。但由于該方式所采用電阻阻值固定,母線電壓不能得到很好地控制,再生能量也沒有得到利用,且只適用于中小功率交流伺服場合。雖然利用適當的控制算法,也可以利用繞組本身電阻發熱實現制動運行,但再生能量同樣沒有得到利用,電機壽命也將大大縮短。對于其它能耗制動方式,如繞組短接制動法也存在類似問題。針對能耗制動的缺點,本文提出采用可控PWM整流器作為整流前端,以能量回饋方式處理再生能量以達到電機四象限運行的目的。

1永磁同步電動機的能量再生機理分析

   對于有源電壓型逆變永磁同步電動機驅動系統,多采用如圖1所示的交一直一交主電路結構。PMSM制動運行時,電機處于能量再生狀態,即負載中的能量通過電機向驅動器的直流側傳遞。由于前端采用二極管整流,當母線電壓高于Um(輸入線電壓的峰值)電網不能再向濾波電容充電,這時若母線產生泵升電壓則能量一定是由電機負載所提供。

 圖l傳統永磁同步電動機變頻調速系統

   在三相半橋PMSM驅動系統中,能量再生發生在以下三種情況:(1)由于開關器件死區時間引起的能量再生;(2)反電勢高于端電壓小于母線電壓的Boost方式能量再生;(3)電機反電勢高于母線電壓的能量再生。下面對這三種情況分別加以討論。

1 1開關模式能量再生

假設電機處于圖2a所示的電動狀態且驅動器開關為101(T1、T4、T開通,T2、T3、T關斷)組合狀態,當其向100狀態切換的過程中,六個功率開關管由于控制信號的死區而都處于關閉狀態。由于電感中的電流不能突變.因此存儲在電感中的能量必須通過與T2、T3、T6反向并聯的續流二極管D2、D3、D6繼續流動并給母線電容充電,導致母線電壓升高。電機中的電流流動如圖2所示。該情況下產生的再生能量和電機電阻R及電感L有關。如果電容C固定,那么電感越大電阻越小則回饋的能量越多。但由于死區時間很短,該續流情況通常不會使母線電壓明顯升高。

  

      (a)                  (b)

      圖2 PMSM運行在開關模式的切換過程中

1.2 Boost方式能量再生

B00st方式能量再生是指電機反電勢低于母線電壓情況下發生的能量再生。式(1)是PMSM在d—q坐標系下的電壓方程。由公式可知,當交、直軸電感壓降和反電勢之和超過逆變電壓,即 一ωeΨq和 +ωeΨd超過逆變電壓ud、uq電流將改變方向,再生能量向直流側流動。

  (1)

   從電機一相來看,該狀態電路工作在Boost模式,類似于Boost變換器。在每個開關周期,電機電感首先存儲能量(線圈切割磁力線獲得的能量),再將能量通過續流二極管釋放并存儲到母線濾波電容中,此時該相電感壓降和反電勢之和高于母線電壓。該狀態下電機相當于一個發電機,驅動器給電機以制動轉矩。這種情況發生在電機運行到停止的各種制動狀態。

   圖3 A相電路的B00st工作狀態

1.3電機反電勢高于母線電壓能量再生

   電機反電勢高于母線電壓能量再生是最常見也是損害性最大的一種情況。當外界負載拖拽電機,電機高于額定轉速運行,并使電機反電勢高于母線電壓,電流將通過續流二極管向電容充電,電機處于發電機狀態,使母線電壓持續升高。這種情況通常發生在位能負載釋放其勢能的時候,如抽油機向下運動和電力機車下坡加速。由于電流流動產生了制動轉矩,驅動器本身起到了制動作用。

2再生能量和泵升電壓計算

   由上節的內容可知,在PMSM能量再生的三種情況中,開關模式能量再生由于死區時間很短,再生能量對系統影響不大,可以忽略。對于第二種和第三種能量再生模式,即PMSM在減速、制動或“發電”過程中,電機持續向直流母線回饋能量。在傳統的變頻調速控制系統中,由于受到二極管整流器的隔斷,這些能量不能向電網側傳遞,而將全部存儲在直流側母線電容上,如果再生能量足夠大,就會造成母線上的電壓出現泵升。

2.1再生能量計算

   對于一個受位能負載作用的伺服系統,其再生能量包括兩個部分,第一部分是位能負載及轉子所構成的等效負載所具有的能量,第二部分是外界施加在電機或負載上的驅動轉矩所產生的再生能量。下面對這兩部分能量進行具體分析。

不妨假設負載是一個旋轉體,電機轉子及所帶負載折算到轉子軸上轉動慣量總和為J,且受到一個轉矩恒為T的負載作用,其轉速為n,角速度為Ω,則電機和負載所具有的總動能為: (2)

驅動轉矩和位能負載在時間t內釋放的能量:  (3)

電機定子繞組電感存儲的能量:     (4)

電機繞組消耗的能量:         (5)

設負載機械摩擦損耗為Wmech,機械損耗功率為Pmech,其它損耗設為W0。當電機制動位能負載到停止過程中,理論上可以回饋的全部能量可以表示為:W=Wk+W1一WR一W0+Wp一Wech   (6)設整個制動過程回饋能量全部存儲在母線濾波電容中,則: (7)直流母線電壓的變化: (8)

   從上式中可以看出,在等式的兩側,如果對再生的能量不進行處理,能量就會積累在儲能濾波電容中,造成電壓的泵升。

 令:Wb=Wk+Windu一WR一W0表示負載停止過程中的再生能量,并且令:WL=Wp一Wnech表示位能負載在作用時間內釋放出來的能量,則有:W=Wb+WL  (9) 從而可以求出電機再生發電功率: (10)其中:TΩ—Pmec為位能負載產生的再生功率,其大小主要由負載加在電機上的轉矩大小決定。 為電機制動停止過程中產生的再生功率,t為制動時間。

   假設負載為大慣性負載,在減速制動過程中,給電機的速度指令為零,這時PWM—VSI加載在PMSM的端電壓為零;但是由于電機及負載的慣性,電機將繼續運行并產生反電勢,同時在繞組中產生電流,該電流經IGBT的反并聯續流二極管,將能量回饋給直流側。

   在這種情況中,回饋能量的大小跟控制情況有關,當給定電機停止指令時,回饋能量最大。理想情況下,電流回饋的過程一直持續到電機電流減小為零為止,即全部動能轉換成電能回饋給直流側。

   前面已經推導,制動過程所用的時間為t,制動過程總的能量為Wb制動過程中再生功率為Pb,在這里再將公式展開,則有:  (11)

   由上式可知,制動時間越短,則制動回饋的功率,越大,所需的制動轉矩也越大。

3能量回饋系統設計

3.1總體方案設計

   電機能量再生狀態產生的能量回饋到直流母線,將造成母線電壓的持續上升。由式(8)可知,增大母線電容可以一定程度上減小電壓波動,但由于母線電容不可能無限增大,且由于前面所述的持續性能量再生,電壓泵升將不可避免。傳統的能耗制動方式是以電阻發熱形式消耗掉能量,再生能量沒有得到有效利用。若能將再生能量回收,則

不僅能實現系統的節能,還可有效地控制母線電壓的泵升。為此,本文設計了一種PWM整流前端(PWM—VSR),利用其能量可雙向流動的特點,以能量回饋方式處理再生能量,實現電機四象限運行。

 圖4帶能量回饋PMSM控制系統框圖

該方案采用能量可雙向流動的電壓源PWM整流前端(PWM—VSR)代替二極管整流橋,整個系統的基本框圖如圖4所示。電路主要由PWM整流器(濾波電感和IGBT功率模塊組成),直流側濾波電容,逆變驅動功率模塊以及相關的同步電路,電壓電流采樣電路,控制和驅動電路組成??刂破鞑捎酶咝阅蹹SP作為控制核心。PWM整流器采用外環電壓環、內環電流環的雙閉環控制,控制框圖如圖5所示。當電機電動運行時,PWM整流器工作在整流狀態,并進行整功率因數控制,能量從電網側傳遞到直流側;當電機工作在制動運行狀態,再生能量的回灌會使母線電壓高于正常工作值。通過對母線電壓的采樣和電壓環的作用,PWM整流器立刻切換到逆變回饋狀態,控制能量由直流側向電網側傳遞。PWM整流器的加入,使得母線電壓受到實時控制。

 圖5 PWM—VSR控制系統框圖

   電機驅動側控制策略采用轉子磁場定向矢量控制,詳見文獻[5],本文不再詳述。

3.2 PWM整流器電壓環設計

   在高速制動和位能負載迅速釋放其能量的情況下,泵升電壓將在很短的時間內建立,因此設計高性能響應迅速的電壓環成為控制系統設計的關鍵。假設電網電壓和電流三相對稱且平衡,并考慮到電壓采樣的滯后性,得到PWM—VSR電壓環控制結構圖

如圖6所示。

   圖6  PWM—VSR電壓環控制框圖

 若不考慮擾動的影響,且取m=1(m≤l為調制比),并令兩小慣性時間參數T=Tsv+Tcs,得到系統的開環傳遞函數為: (12)

   在系統參數整定時,按典型Ⅱ型系統設計電壓調節器,得到電壓環中頻帶寬: (13)

   根據典型Ⅱ型系統控制器的參數整定關系,綜合考慮電壓環的抗干擾性能和跟隨性能,工程上一般取hv=5,得到電壓環PI調節器參數:  (14)

   電壓環參數的合理選取,保證了控制系統的快速響應及良好的動靜態性能。

4實驗結果及分析

本文對圖4所示的系統方案進行了實驗驗證。實驗采用DSP2812作為控制核心,通過JTAG口與PC機相連進行實時控制,并同軸連接一直流電機。實驗的設計方案為:控制PWM整流前端使母線電壓保持在200 V,永磁同步電動機轉速指令為400 r/min;待電機速度達到指定值后,并人直流電機并拖動PMSM使其以480 r/min的速度轉動。由于速度指令依然保持400 r/min,PMSM進入制動能量再生狀態。實驗參數如表l所示。

表1 實驗參數

實驗結果如圖7、圖8所示。圖7為母線電壓波形,可以看到電機能量回灌到母線后,PWM整流器切換到回饋狀態將再生能量回饋電網,電壓迅速回復到正常工作電壓200 V,電壓的泵升幅值控制在母線電壓的10%以內。圖8為PWM整流器工作在逆變回饋狀態時網側電壓和電流波形,電壓和電流相位約差180°,功率因數接近一1,能量成功回饋到電網側。

            

圖7母線電壓實驗波形             圖8 回饋狀態網側電壓和電流實驗波形

5結語

   論文分析了PMSM能量再生的三種狀態并計算了再生能量的大小和其對母線電壓的影響,進而提出采用三相PWM整流器代替二極管整流橋作為整流前端,并利用DSP作為控制核心高精度控制,以實現回饋制動。高性能的電壓環控制系統的設計,提高了PWM整流器的動態性能。實驗結果表明,當電機制動運行狀態時三相PWM整流器能以接近一1的高功率因數將再生能量回饋電網側,并可將母線電壓的泵升幅值控制在10%以內。

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